[科普中国]-杂散电感

杂散电感是指由电路中的导体如：连接导线、元件引线、元件本体等呈现出来的等效电感 。

概念变流器杂散电感会使IGBT的集、射极之间产生较高的电压尖峰，从而造成较大的电磁干扰，甚至导致绝缘栅双极性晶体管（IGBT）损坏。若能测量变流器杂散电感，则可在一定程度上预估该电压尖峰，并设计适当的缓冲电路。IGBT技术不能落后于应用要求。因此，推出了最新一代的IGBT芯片以满足具体应用的需求。与逆变器设计应用功率或各自额定电流水平相关的开关速度和软度要求是推动这些不同型号器件优化的主要动力。这些型号包括具备快速开关特性的T4芯片、具备软开关特性的P4芯片和开关速度介于T4和P4之间的E4芯片。

基于IGBT开关过程的变流器杂散电感分析方法研究背景在大功率变流器中，由于元器件和直流母排存在杂散参数，IGBT开通和关断过程中会产生较大的电压和电流尖峰，特别是IGBT关断瞬间集射极间的电压尖峰很大，增大了开关损耗，产生较强的电磁干扰，甚至引起电路谐振。大功率变流器中的杂散参数包括母线电容寄生电感、母排杂散电感和电阻、开关器件引线电感和连接螺栓杂散电感等，其中影响IGBT开关特性的主要是母排杂散电感。

为了降低母排杂散电感，大功率变流器中普遍采用叠层母排，以降低关断电压尖峰，减小缓冲电路的压力。由于叠层母排结构通常比较复杂，采用解析方法计算杂散参数的精度很低，因此通常采用数值计算法（如有限元法、部分单元等效电路法等）、建模仿真法（Ansoft Maxwell软件、Ansoft Q3D Extractor 软件等），但建模过程繁琐复杂，仿真软件价格昂贵；也可采用阻抗分析仪直接测量，但阻抗分析仪适合测量分立器件，对杂散参数测量精度较低。更实用的方法是采用间接测量法，利用测试电路获取IGBT开通和关断瞬态电压过冲和对应的电流变化率di(t)/dt，并根据电感伏安特性u(t)=Ldi(t)/dt 来计算母排杂散参数。由于IGBT开关过程中电流变化率不断变化，为了降低具体选择的开关时刻随机性误差，文献1将IGBT的开关过程分为多个阶段，并选择其中对杂散电感提取最有利的阶段进行计算。

研究提出了一种基于IGBT开关过程的变流器杂散电感间接测量方法，在直流母线端并联吸收电容，采用双脉冲测试方法测量IGBT的开通和关断瞬态曲线。在考虑二极管反向恢复和吸收电容的情况下，详细分析了IGBT关断和开通瞬态曲线，将IGBT关断过程等效为LC谐振电路，通过测量开关过程谐振参数来计算变流器的杂散参数；选择IGBT开通过程中适合进行杂散参数提取的有效时段，通过最小二乘法计算di/dt，从而计算变流器杂散电感。最后，通过双脉冲测试方法对西门康功率器件SKM400GAL176D的开关过程进行测试，获取其开通和关断瞬态曲线来验证此方法。

IGBT关断瞬态过程分析以图1所示的带吸收电容的开关测试电路为例进行分析。图中，Cdc为直流母线电容，Lc为Cdc的寄生电感；Ls为待测母排的杂散电感；D1为二极管；V1为IGBT；Lload为并联于二极管两端的电感负载；Csnb为吸收电容，Lsnb为Csnb的寄生电感。

考虑吸收电容Csnb对开关管V1端电压的影响，对图1中开关管V1的关断过程进行分析。将图1中直流电容寄生电感、叠层母排寄生电感及与母排连接电缆和螺栓的寄生电感统一等效为变流器杂散电感Lss；直流母线电容视为恒压源U0；在V1关断过程中，负载电感Lload上的电流Iload可视为恒流源；在V1关断后，Iload线性下降。

V1关断瞬态过程的等效电路和瞬态电压、电流波形分别如图2和图3所示，分析如下。

（1）t0~t1阶段：IGBT处于开通状态，其电压uce(t)等于额定压降Vce0。

（2）t1~t2阶段：t1时刻IGBT开始关断，其内部等效电阻增大，电压uce开始上升，在t2时刻达到udc(t)。t1时刻二极管为截止状态，ud逐渐下降，在t2时刻降为0 V。 二极管电流id(t)略增，IGBT电流ic(t)略降；idc(t)略降。 在此阶段中，Lss上di/dt基本无变化，不适用于提取杂散参数。

（3）t2~t3阶段：t2时刻，电流ic(t)迅速下降，到t3时刻降低到拖尾电流Ic1。 二极管进入正向恢复阶段，id(t)迅速增加。由于吸收电容的杂散电感Lsnb远小于Lss，因此ic(t)下降的部分流入吸收电容，isnb(t)迅速增加。 在此阶段中，Lss上di/dt基本无变化，不适用于提取杂散参数。

（4）t3~t4阶段：id逐渐升高，ic缓慢降低至0。t4时刻ud降为0。 此后id(t)与Iload相同。

（5）t4~t5阶段：Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成2阶谐振回路，谐振电流为isnb(t)、谐振电压为usnb(t)。 由于 Cdc容值很大，其电压基本保持恒定，在谐振电路分析中可以将其视为短路。

从以上分析可见，在IGBT关断瞬态中，可以通过t2~t5阶段中udc的谐振周期来计算。在此过程中，Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成2阶谐振回路， 由于Cdc电压保持恒定，在谐振电路分析中可以将其视为短路。因此，可选取两个不同容值的吸收电容分别进行测量，则有

通过上式即可计算出变流器杂散电感Lss。

IGBT开通瞬态过程分析考虑吸收电容Csnb对开关管V1端电压的影响，对图1中开关管V1的开通过程进行分析。在V1开通瞬态过程中，负载电感 Lload上的电流Iload为恒流源；在V1开通过程结束后，Iload线性上升。V1开通瞬态过程等效电路及瞬态电流电压波形如图4和图5所示。

（1）t0~t1阶段：V1处于关断状态，其电压uce(t)等于母线电压Udc；直流母线电流idc(t)为0，负载电流Iload通过二极管D1续流。D1端电压为0（忽略二极管压降），电流流向如图4（a）所示。

（2）t1~t2阶段：t1时刻开通，电流ic(t)从0开始增长，到t2时刻等于负载电流Iload。在此期间ic(t)线性增加，id(t)逐渐减小，到t2时刻，id(t)降为0。ic(t)的电流一部分由吸收电容isnb(t)提供，另一部分由母线电流idc(t)提供。在此阶段，母线电流idc(t)线性增长，di/dt值较大，Lss上感应电压uLss(t)，导致udc(t)下降。因此，此阶段适合用于提取杂散参数。

（3）t2~t3阶段：t2时刻二极管开始反向恢复，id反向增大，由于负载电流 Iload不会突变，因此ic(t)迅速增大，且dic/dt增大。在t2时dic/dt达到最大值，之后减小。t3时刻二极管反向电流达到最大。由于吸收电容寄生电感Lsnb远小于变流器寄生电感Lss，因此在此过程中idc(t)继续线性上升，二极管反向恢复电流主要由isnb(t)提供。在此阶段，udc(t)和 uce(t)电压下降变缓，测量误差较大，不适用于提取杂散参数。

（4）t3~t4阶段：t3时刻反向恢复电流开始减小，到t4时刻关断。此后ic(t)与Iload相同。

（5）t4~t5阶段：Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成2阶谐振回路，谐振电流为isnb(t)、谐振电压为usnb(t)。但谐振电流值isnb(t)很小，难以准确测量。2

杂散电感对晶闸管开关特性的影响晶闸管自世纪年代产生已有年历史，其耐压、耐流能力与其它的电力电子器件相比均为最高，在大功率电力电子设备中占主导地位晶闸管的开关过程是由器件自身半导体特性、温度、器件的缓冲吸收电路以及相关电路杂散参数共同作用下的复杂动态过程，后两者是变换器设计时重点考虑和研究的问题由于大容量电力电子变换器对绝缘、耐压和散热的要求高，使得电路尺寸变大、杂散电感大，对器件开关特性的影响加重基于晶闸管的半桥逆变电路，对杂散电感所引起的环流、电压尖峰、电流尖峰问题进行了详细的分析并给出了相应的抑制措施。

半桥逆变电路工作模式半桥逆变电路如图6所示，C1、C2为谐振电容，T1、T2为逆变晶闸管，D1、D2为续流二极管，L为感应线圈。其工作过程如下，T1开通，C1通过T1、L放电，L上的电流成正弦规律变化，当L的电流到0，C1上的电压反向充到最大，电感L上的电流开始反向流过续流二极管D1，T1承受反压关断；T1关断后，触发T2，C2通过L、T2放电形成振荡，D2续流，T2关断。完成一个周期的循环。逆变器的工作频率通过改变续流二极管的导通时间来进行控制。必须保证续流二极管的续流时间大于逆变晶闸管的关断时间，即晶闸管完全关断以后，才能触发另一组晶闸管使之工作，否则将导致逆变颠硬。

环流问题设备运行中，在续流时间远大于逆变晶闸管关断时间时，却发生了异常的逆变颇被现象。用示波器同时监测逆变晶闸管电流信号和与之反并联的续流二极管电流信号时，发现当逆变晶闸管电流还未过零时，与之反并联的续流二极管上就有电流信号。续流二极管D1上的电流波形实际上是小环流和续流电流两部分叠加的结果。虽然续流电流给逆变桥臂加上了反压，但由于小环流的作用，逆变桥臂电感的感生电压使晶闸管T1承受正向电压，流过晶闸管T1的正向电流会在比较长的时间里大于关断电流（一般约为40 mA），使T1仍然处于导通状态。需要续流电流增大到一定程度，续流二极管支路分布电感L3产生的感应电动势抵消小环流在逆变桥臂电感L1上产生的正向感应电动势，晶闸管才开始关断，这样另一组逆变桥臂的晶闸管就迟迟不能导通。在C2放电时也存在上述情况。

电压尖峰及电流尖峰问题在设备的运行过程中，当晶闸管T2导通时，流过T2的电流有一个大的电流毛刺。几乎同时，在已关断的晶闸管T1上产生一个很大的电压毛刺。电压毛刺电流毛刺的存在会增大器件的开关损耗，甚或导致逆变颠覆，导致器件损坏。其产生原因分析如下：如图8所示，当T2导通时，D1正在续流，由于D1存在反向恢复过程，不能马上截止，所以电源E直接加在D1、T2上，将产生很大的电流。故在T2导通的瞬间，流过T2的电流有一个大的电流毛刺。随后D1反向恢复过程截止，流过D1、T2的大电流突然消失，在杂散电感Ls、L2、L6上产生高压，加在T1和D1上。D2续流，T1导通时，也会有同样的问题。

为了消除电压毛刺和电流毛刺，必须限制二极管的恢复电流。这个问题同样可以通过逆变晶闸管与续流二极管之间串联大电感LSD来解决。晶闸管T2开通之前，续流电流流过大电感LSD，当开关T2导通时，在D1、LSD、T2中出现二极管恢复电流，由于电感内电流不能突变，大电感LSD限制晶闸管T2的电流上升率，使之从零开始较慢上升。消除了T2开通时的电流毛刺。由于流过二极管D1的电流缓慢变化，二极管恢复阻断时，电流很小，在杂散电感上产生的感生电压也就很小，消除了T1上的电压毛刺。经实验证实，加电感LSD很好的解决了这个问题。3

本词条内容贡献者为:

张磊 - 副教授 - 西南大学