[科普中国]-独立控制

谐波独立控制概述

随着电力电子等非线性负荷在工业和民用场合应用越来越广泛，电网中电流波形畸变更加严重，电能质量问题越来越显著。应用有源电力滤波器(active power filter，APF)被公认为治理电网谐波、改善电能质量的最有效手段。现阶段APF 有两个最重要的性能要求：

1）高补偿精度，即要求补偿后的网侧电流总谐波畸变率和各次谐波含有率均达到GB/T 14549-93 规定的指标(或者企标的补偿后的网侧电流总谐波畸变率小于5%，进一步各次谐波畸变率均小于1%)；

2）装置容量的灵活充分利用，如当补偿容量超过装置最大容量时进行分次输出限幅或者只对指定次谐波进行补偿。满足上述性能要求的最有效方法是实现APF 谐波独立控制，如图1 所示，其本质是实现APF 功能：1）谐波补偿频次可选；2）各选择次谐波补偿程度可独立设定(通常为0%~100%)；

3）各选择次谐波无静差补偿。这3 方面功能不仅可使APF 对各次谐波的补偿精度大大提高，同时可实现其对输出容量最灵活和最充分地利用。提出一种基于多同步旋转坐标系的指定次谐波电流控制方法，各指定次谐波控制对应各同步旋转坐标系下PI 控制器，而且随着指定频次的增多，多控制器间容易产生耦合，参数难整定，计算量大。采用谐波集中检测结合多比例谐振器(multi-proportional resonant，MPR)的分次电流环，虽然较计算量减少，但控制系统模型一致，本质仍一样。提出采用谐波分次检测结合采用单PI 控制器集中电流环，并在检测环节中加入相位补偿以抑制检测环节和电流环固有时延对控制系统稳定性的影响，但其未解决采用单PI 控制器集中电流环跟踪各选择频次谐波分量时存在的静差问题。综上，当前APF 谐波独立控制实现的研究存在以下问题：谐波集中检测和谐波分次检测，仅后者能实现谐波独立控制的功能1 和2；集中电流环和分次电流环，前者结构简单实现容易，但仅后者可以实现谐波独立控制的功能3，可是当电流环采用多个控制器时，控制系统复杂，随着控制器数目增多，参数难以整定，容易出现控制系统稳定性问题，计算量大。因此同时实现谐波独立控制的3 方面功能成为当前难点。

针对以上问题，从APF 谐波独立控制实现的核心即谐波控制系统结构角度展开研究，将现有 APF 谐波控制策略分为4 类：1）谐波集中检测结合集中电流环；2）谐波集中检测结合分次电流环；3）谐波分次检测结合集中电流环；4）谐波分次检测结合分次电流环。多方面对比后，提出改进谐波分次检测结合集中电流环的谐波控制系统结构，具体包含选择次补偿和全补偿模式两种运行模式下结构。该方法充分利用两方面特性：1）集中电流环对输入的各频次分量增益固定且可得；2）谐波分次检测得到的各频次分量通过乘以校准增益后，其幅值和相位均可调节，从而通过谐波分次检测后再分次校准集中电流环静差，很好地实现了APF 谐波独立控制的3 方面功能，同时由于采用集中电流环，控制系统简单，参数易整定、不易出现稳定性问题。以多同步坐标系结合采用单PI 控制器集中电流环为例，利用集中电流环频域特性，定性和定量地分析集中电流环静差，给出校准的具体方法。最后通过仿真和实验，验证本文所提出方法的可行性和优越性。

1 APF 谐波控制系统结构1.1 简介

APF 整机系统，由控制系统和功率系统两部分组成，其中控制系统包括 3 部分：谐波控制系统、直流电压外环和电网电压锁相环。谐波控制系统是 APF 控制系统核心，包括谐波检测和电流环两部分。从谐波控制系统结构角度进行对比分析，进一步提出了 APF 两种运行模式下的改进谐波独立控制系统结构。

1.2 传统谐波控制系统结构

1.2.1 谐波集中检测

结合集中电流环谐波集中检测结合集中电流环的传统谐波控制系统结构。其中谐波集中检测是指利用负载电流直接减去检测出的单频次分量(通常为基波正序分量等不需要 APF 补偿分量)得到总的全频段谐波指令电流，单频次分量检测常用的方法 有 离 散 傅 里 叶 变 换 (discrete Fouriertransformation，DFT)、瞬时无功等；集中电流环是指电流环开环部分采用单控制器，如比例积分(Proportional Integral，PI)(静止或者单同步坐标系下)或等效的单频次比例谐振器等。该结构简单易实现，但无法实现谐波独立控制，即谐波补偿频次的可选和程度的可设定，对谐波电流各频次分量的无静差跟踪。

1.2.2 谐波集中检测结合分次电流环

谐波集中检测结合分次电流环结构的电流环采用多个控制器即各频次电流控制器，构成分次电流环。分次电流环控制器常为多比例谐振器或者多同步坐标系 PI，证明两者具有等效性，均可实现电流环对指定次谐波分量的无静差跟踪，通过投入或者切出不同频次电流控制器以实现谐波补偿频次的选择。但是由于该结构采用谐波集中检测，无法实现对指定次谐波补偿的程度设定，也就不能完全实现谐波独立控制功能，而且分次电流环控制器随着选择频次的增多容易存在耦合，参数难整定，易出现稳定性问题。

1.2.3 谐波分次检测结合集中电流环

这种谐波分次检测结合集中电流环结构，采用谐波分次检测得到各需要补偿频次分量，再经过程度系数和频次选择，实APF 谐波独立控制功能 1 和 2；采用集中电流环，虽然避免了结构 2 中分次电流环的问题，但是存在对各指定频次谐波分量的跟踪静差问题，即不能实现谐波独立控制功能 3，而且随着指定谐波频次的增高，静差会逐渐增大，大大降低 APF 的补偿精度。

1.2.4 谐波分次检测结合分次电流环

通过上面 3 种谐波控制系统结构，可很直接得到谐波分次检测结合分次电流环结构，但是实际应用中很少采用该结构，因为其运算量过大且占用大量的 DSP 资源，影响系统的实时性，且存在结构2 中分次电流环的问题，本文不再赘述。对比分析以上几种谐波控制系统结构，结构 1 虽然控制系统简单，但谐波独立控制3 方面功能均不能实现；结构 2 采用分次电流环实现了谐波独立控制功能 1 和 3，但由于采用谐波电流集中检测，不能实现谐波独立控制功能 2，且存在采用分次电流环的问题，即电流环控制器复杂、参数难调、易出现稳定性问题，占用资源过大；结构 3 与 2 相反，采用谐波分次检测实现谐波独立控制功能 1 和 2，但采用集中电流环虽然结构简单没有分次电流环的问题，可是不能实现谐波独立控制功能 3；结构 4 虽然可实现谐波独立控制 3 方面功能，但这是以控制系统过复杂、运算量和占用资源过大为代价，不适于实际应用。

1.3 改进谐波分次检测结合集中电流环

针对上述问题，在结构 3 基础上，根据以下两方面特性：1）集中电流环对输入的各频次分量增益固定，且可得；2）谐波分次检测得到的各频次分量通过乘以校准增益后，其幅值和相位均可调节，从而得到利用谐波分次检测后再分次校准集中电流环静差的改进谐波分次检测结合集中电流环的 APF 谐波控制系统结构，实现了谐波补偿频次可选、程度可设定的同时，实现了选择频次谐波无静差跟踪补偿，即本文提出的 APF 谐波独立控制 3方面功能。改进结构包含两种运行模式，即指定次谐波补偿模式和全补偿模式。指定次谐波补偿模式，该模式下 APF 的谐波补偿频次可选，各选择频次谐波的补偿程度可独立设定，同时对各指定频次谐波分量可无静差跟踪补偿，这种模式适用于需要补偿谐波频次数量不多的情况。全补偿模式，采用的方法是从负载电流中直接减去谐波分次检测的指定频次谐波分量，再加上校准集中电流环静差后的各频次谐波分量，即实现了谐波独立控制 3 方面功能，又实现了谐波全频段补偿，这种模式适用于需要大范围谐波频次补偿的情况。

2集中电流环静差分析和校准2.1 简介

建立采用静止坐标系PI 控制器的集中电流环模型，通过该模型频域特性，定性和定量分析集中电流环静差，并给出谐波分次检测校准集中电流环静差的方法。

2.2 集中电流环静差分析

APF 通常采用数字控制器，为便于分析，本文在连续域下对数字控制系统进行建模和分析。采用静止坐标系PI 控制器的集中电流环的连续域近似模型采用ab坐标系下建模、复数形式表示。图中：Ts为采样周期(亦即脉宽调制(pulsewidth modulation，PWM)开关周期或其一半)；L为并网电感；R 为电感的寄生电阻；Kp和Ki分别为PI 控制器的比例系数和积分系数；E为三相电网电压复数矢量。由于采用了电网电压前馈技术，同时电网电压一般情况谐波含量很低，所以频域分析在谐波频次时无需考虑电网电压E 的扰动。另外，PWM 部分的计算延时和零阶保持器(zero orderhold，ZOH)两个模块，连续域下分别用两个一阶惯性环节近似表示。

分析集中电流环稳定性、动态性能和闭环频域特性。关于集中电流环稳定性和动态性能方面，指出通过合理的调节PI 控制器参数可使集中电流环具有良好的稳定程度和动态性能，但从闭环频域特性方面看，这种情况时集中电流环的带宽不会很宽，一般不会超过其输入指令电流频段即APF 所需补偿电流的频段(通常为2~50 次)，则集中电流环对很多频次谐波分量的增益(本质为复数，包括增益幅值和增益相角)偏离增益1，使得集中电流环输出的指定频次分量的幅值和相位较指令量出现较大偏差，即产生所谓的集中电流环静差。

根据线性控制系统频域特性可知，集中电流环对各频次分量增益为系统固有参数，与输入信号无关，因此集中电流环闭环传递函数对其闭环频域特性作定性和定量分析。以保证集中电流环控制系统具有合适的稳定裕度和良好的动态性能为目标，对PI 控制器参数进行整定，取Kp=3.2，Ki=8，利用Matlab 作出集中电流环闭环波德图，如图8 所示。由图可知，在0 Hz 处，系统的闭环幅频响应为1(0dB)，相频响应为0°，说明PI 控制器可对直流量无静差跟踪，但随着频率的增加，会出现幅值衰减，相角滞后，集中电流环静

3 仿真分析为分析所提方法，搭建 Matlab-Simulink仿真模型。系统阻抗忽略不计。非线性负载为三相不控整流桥，集中电流环对各频次谐波电流分量增益。首先分析单指定次谐波电流输入集中电流环情况，集中电流环输入单 7 次谐波指令电流时的 A 相指令电流、静差校准前和校准后的输出电流波形，可以看出，静差校准前的输出电流幅值略高于指令电流，相位滞后于指令电流，直接通过波形数据分析得到该输出电流较指定电流相位滞后16.3º，幅值放大比例为 1.03，此结果和表 2 数据基本一致。按此数据进行集中电流环静差校准后，可看出输出电流几乎和指定电流重合。再分析多指定次谐波电流输入集中电流环情况，表 4 列出了 APF 补偿 37 次以内谐波时，集中电流环静差校准前后网侧电流的各次谐波含有率，同时给出了负载侧各次谐波含有率。通过网侧电流各次谐波含有率对比可看出，采用本文所提集中电流环静差校准方法，APF 对各频次的谐波补偿均达到了更好的效果。

4结论本文提出的改进谐波分次检测结合集中电流环的谐波控制系统结构，完全实现了 APF 谐波独立控制的 3 个功能，控制系统结构简单，参数易整定、不存在稳定性问题。仿真结果证明了原理的正确性，实验结果验证了指定次谐波补偿和全补偿两种运行模式，装置容量得到灵活运用，补偿后的网侧电流总谐波畸变率小于 5%，各次谐波含有率基本均小于 1%，完全达到 GB/T 14549-93 规定的谐波要求，具有很好的工业应用价值。1

温湿度独立控制概述卷烟生产工艺需要高精度的温湿度环境作为保障，而相应的空调系统都配有表冷、加热（蒸汽）、加湿（蒸汽）等热湿处理手段,以满足全年各季节工况下环境温湿度的精确调节。目前在卷烟生产过程中存在着工艺环境的精确控制而造成能源消耗高等问题，主要原因：一是能源供求矛盾和气候变暖问题越来越引起关注，而工艺性空调系统具有换气次数多、系统风量大、运行时间长、运行能耗及成本高等特点；二是卷烟工艺精细化的发展趋势，对温湿度控制提出了更高要求。因此，在保证合理的温湿度工艺环境下，如何实现工艺与能耗平衡是动能供应部门研究的重要课题。传统的空调节能控制策略主要是最大限度地利用新风冷源、变风量运行、冷雾加湿、空调与制冷系统联机运行等技术，但上述技术都是针对空调系统的某项控制手段进行改进，未涉及空调机组功能段及热湿处理模式的优化。近年来利用空调温湿度独立控制、干式冷却节能技术，提出了基于高低温双冷源单独供应、分别作为降温、除湿媒介的空调温湿度调节方法，从而为空调系统的节能设计提供了一种新思路。为此，以南阳卷烟厂储丝房为例，基于单冷源建立了一种空调系统温湿度独立控制方法，以解决传统空调系统中存在的问题，提高空调机组的运行效率，降低能源消耗。

1问题分析南阳卷烟厂储丝房建筑面积约1 725 m，层高约8 m，卷烟工艺生产要求保证恒温恒湿环境。夏季：温度（27±2）℃，相对湿度（65±3）%；冬季：温度（25±2）℃，相对湿度（65±3）%，且在垂直方向不能发生明显的温度梯度，储丝房内设计工况下换气次数约为4.3 次/h。配套的空调机组设计风量为60 000 m³/h，配置有西门子S7-300PLC 自控系统，（37+22）kW 送回风机变频器及风阀、水汽阀电动执行器，通过多工况控制策略和PID 调节实现机组的自动控制，空调系统的运行能耗主要包括两方面：一是机组运行电耗。由于机组采用变风量的变频控制，因此该部分的节能空间不大；二是温湿度调节过程中的冷热源（冷水和蒸汽）消耗。由于机组工艺流程采用温湿度联调，同时对空气进行降温和除湿，其中除湿消耗的制冷量占整个空调系统制冷量的30%～50%。对于夏季除湿工况，冷水机组的出水温度一般设置在7～12 ℃，空调系统对空气进行表冷除湿后，还需经过再加热过程才能使空气达到送风状态点，见图2。由于储丝房空间相对密闭，夏季冷负荷较小（生产热量较小），这种冷热抵消的现象较严重。另外，除湿需要的冷水温度设置在7 ℃，降低了制冷机的工作效率。因此，本文中主要针对降低除湿部分能耗进行改进。

2设计方法控制方案

为解决工艺性空调系统夏季工况存在冷热抵消现象，空调系统通常采用二次回风或温湿度独立控制方式进行节能调节，避免表冷除湿后发生再热现象。但卷烟厂空调系统回风含尘浓度较高，不宜将回风直接引入表冷器出风侧，无法实现二次回风系统的节能功能。基于高低温双冷源的温湿度独立控制方式，主要由独立的新风处理系统（7～12 ℃低温冷源）排除室内余湿并改善室内空气品质，由另一套独立的空气处理系统（15～18 ℃高温冷源）排除室组、架设独立的高温冷媒供水管路，因此改造成本内余热并保障空气洁净度。理想的冷水温度应高 费用高，设计施工复杂。为此，对设计方案进行了于室内空气露点温度，同时又能将空气冷却到所 改进：加装一次表冷器，用于机组的除湿控制，原需送风状态，从而实现干工况冷却处理过程。温 表冷器作为二次表冷器，用于机组降温控制。一、二次表冷器冷媒水串接在一起，通过调节阀，现使用的温湿度独立 制调节，利用一次表冷器在热交换过程中冷媒水控制系统大多采用的是基于溶液热回收技术和 的升温，使二次表冷器的进水温度升高3～5 ℃，高、低温冷水机组的双冷源除湿技术。如果储丝 相当于使用两种冷媒源的效果，从而实现单冷源房空调系统使用两种冷源，需要另外购置冷水机 的温湿度独立控制。

3应用效果测试结果

为评价温湿度独立控制消除再热过程的节能效果，对该控制系统进行了测试。测试时间选择在夏季除湿工况（2013 年5 月13—18 日）。不同工况下空调机组的运行模式由自控系统修改程序完成，并由自控系统采集和记录表冷器、加热阀的开度变化趋势。监测和控制结果表明，储丝房内所有监测点的温度均在23.5～24.7 ℃范围内（设定点为24 ℃），相对湿度均在51.2%～58.0%范围内（设定点为54.5%），温湿度控制精度均达到了工艺要求。其中，5 月13 和14 日分别对温湿度独立控制模式和联合控制模式的运行情况进行了对比测试。

从主副表冷阀、加热阀开度变化趋势看：在联合控制模式下，表冷阀开度维持在73.8%左右，加热阀开度维持在37.6%左右，加热盘管进出风焓差为4.5 kJ/kg；在温湿度独立控制模式下，主副表冷器的独立控制发生了作用，一次表冷阀开度维持在26.5%，由于二次表冷器进水温度升高，避免了除湿造成送风温度过低，加热阀处于关闭状态，消除了再热现象。

4结语利用单冷源空调系统温湿度独立控制方法，对空调机组的热湿控制功能段及控制方式进行改进，通过设置独立除湿机，并制定一、二次表冷器、风阀的控制策略，改进了空调机组一次回风系统及热湿处理模式中存在的设计缺陷，有效解决了夏季温湿联合调节模式下冷热抵消、能源浪费等问题，空调机组除湿能耗下降25.5%，提高了空调机组的运行效率。2

电机悬浮子系统独立控制概述无轴承电机是集驱动与自悬浮功能于一体的新型电机，与传统的磁悬浮电机相比，由于其不需要配备占有相当轴向空间的径向磁悬浮轴承，因而其体积和重量大为减少，而临界转速大幅度提高，可突破大功率和微型化应用领域的限制。同时，由于磁悬浮是以电机的旋转磁场为偏置磁场，无需另再建立偏置磁场，因而磁悬浮功耗比降低，在飞轮贮能等领域应用极具优越性。该电机自20 世纪90年代提出以来，目前已逐步成为高速电机研究领域的热点。无轴承电机的种类很多，其中结构简单、易于弱磁、可靠性高的无轴承异步电机尤其受到广泛的重视。由于无轴承电机的悬浮是定子上转矩绕组和悬浮绕组相互作用的结果，实现电磁转矩和悬浮力之间的解耦控制是无轴承电机运行的基本要求，也是该领域研究的难点。目前较为典型的基于转矩绕组气隙磁场定向控制算法需要在两套绕组控制子系统之间传递转矩绕组的气隙磁链信息，而没有实现真正相互独立意义上的解耦控制。

该控制算法在超高速电机的控制实施过程中由于对控制器的运算速度及转速传感器的响应频率提出了过高的要求而缺乏实用性。另外气隙磁场定向控制因其本身机理的制约存在着最大转矩限制，影响到它在重载和大功率条件下的应用，同时其复杂解耦算法还缺乏应用上的灵活性。研究表明：转矩绕组的气隙磁场定向只是实现无轴承异步电机解耦控制的充分条件，而非必要条件。如果能在线辩识转矩绕组的气隙磁场的幅值和相位，实现无轴承异步电机转矩绕组和磁悬浮控制绕组（即电磁转矩和悬浮力）之间的独立控制成为可能，这样一来电机的转矩绕组或采用普通的转子磁场定向控制，即可以利用通用变频器供电；或采用无速度传感器技术，即电机可以超高速运转。无轴承电机的实用性将为此而大大增强。基于此，本文研制了一套独立的悬浮绕组控制系统，与之相关的转矩绕组气隙磁场的幅值和相位采用电压模型辩识获得，而转矩绕组本身采用普通的变频器供电。实验证明该悬浮绕组控制系统能满足无轴承异步电机的实时控制要求，并具有良好的稳、动态性能。

无轴承异步电机基本机理基本原理

在电机的定子中放入两套具有不同极对数的绕组，转矩绕组（极对数p1，电角频率w1），悬浮控制绕组（极对数p2，电角频率w2）。悬浮控制绕组的引入，打破了电机原旋转磁场的平衡，使得作用在转子上的磁张应力（即麦克思韦力）分布不均匀，磁通密度高的区域麦克思韦力大，反之较弱。当两套绕组满足p2=p1±1、w2=w1条件时，电机中才能产生可控的悬浮力。无轴承异步电机（p1=1，p2=2）两个磁场的相互调制使得转子左右侧气隙磁通密度不均匀，其结果产生的麦克思韦合力（即径向悬浮力）指向X 轴的正方向；两个磁场的相互作用则产生了沿Y轴正方向的悬浮力。通过转子径向位移的负反馈控制，可以控制转轴上径向力的大小和方向，从而实现转轴的悬浮。

经典控制算法应用中的局限性两套绕组非独立控制的局限性

由于悬浮绕组的控制对转矩绕组气隙磁链相位信息的准确度要求较高，文献[8]中指出气隙磁链相位误差不能超过15º，否则将不能稳定悬浮。在超高速应用中如采用传统算法,一般采用一套数字控制器控制一套绕组子系统，两套绕组控制子系统之间的数据传递采用双机通讯，而双机通讯至少存在着一个控制周期的相位误差，要想减少相位误差，必须缩短控制周期，目前市场上的运算较快的电机专用控制数字信号处理器如TMS320F2407A 或ADMC401 均难以满足该电机超高速运转要求。

就转速传感器而言，由于相位精度的要求和考虑控制延时，要求转子每转一周传感器至少输出48 个脉冲，如要求电机转速高达60000r·min，则传感器的响应频率则需高达48k 以上，普通光电码盘能满足这一要求但不适合高速运转，其它通用的非接触型传感器如电涡流传感器和霍尔传感器则难以满足这一要求。

实验分析本文提出的悬浮子系统独立控制算法在一台无轴承异步电机原理样机上进行实验分析。悬浮控制系统采用一片DSP（TMS320F2407A）实现其独立控制，转矩绕组采用另一片DSP 实现经典的V/ f调速控制，两片DSP 完全独立运行，实验中不需要转速传感器信号。实验样机参数：额定功率p1N=120W，额定转速nN=3000 r/min，转子重量Gr=10N，转动惯量J=0.00034kg·m，电机气隙长度d=250mm，辅助机械轴承间隙值d1=200mm，转矩绕组：p1=1，R1s= 33.15W，R1r=24.51 W，L1s=1.31H，L1r=1.31H，L1m= 1.23H；控制绕组：p2=2，L2m=0.009H。电机稳态转速为50r/min和3000 r/min 时转子沿x、y方向上径向跳动位移、悬浮控制绕组的相电流。其中转子径向跳动稳态值小于40mm，速度较高时转子径向跳动稳态值小于30mm，电机实现平稳悬浮电机转速从1500 r/min 突然加速到3000 r/min 的过渡特性，从上向下依次为x、y方向上径向跳动位移dx、dy、转速nr过渡过程、转矩绕组相电流iA1、悬浮控制绕组的相电流iA2。可以看出，转速突变电磁转矩必然随之变化，但对径向悬浮（位移）没有明显影响，可见悬浮控制子系统实现了独立控制。

实验过程中，电机从50 r/min 到6000 r/min 的范围内均能实现动态悬浮，转轴径向跳动稳态值小于40mm。转矩绕组分别采用V/f调速控制、转子磁场定向控制或气隙磁场定向控制时，悬浮子系统独立控制性能均很稳定。

结论实现无轴承异步电机的径向力悬浮绕组和转矩绕组的相互独立控制是无轴承异步电机走向实用化和超高速运行的有效手段。本文采用电压模型法辩识了电机转矩绕组的气隙磁链，并在此基础上实现了悬浮绕组的独立控制，从而使转矩绕组采用普通的变频器供电成为可行，提高了无轴承电机运行的可靠性。实验结果表明本文提出的控制算法不仅能实现无轴承电机平稳的悬浮，而在转矩绕组的控制上具有相当灵活性。3